Малошумящие предварительные усилители на микросхеме. Высокое усиление без проблем: малошумящий инструментальный усилитель с чувствительностью в единицы нановольт. Как схема снижает шумы

Как говорится - все гениальное просто. Данный усилитель состоит из минимума деталей, обеспечивая сигналу прохождение через минимум элементов, и тем самым оберегая его от искажений, которые эти элементы могут внести.

Усилитель имеет мощность 500мВт. Расчетный уровень искажений, при применении микросхемы на подобии OPA2134 - 0.001%. Сопротивление нагрузки 32-300 Ом.

На R1 и R2 собран регулятор громкости, точнее это один сдвоенный резистор. По входу стоит бутерброд из конденсаторов 4.7 и 0.47мкФ, позволяющий добиться максимальной линейности. На IC1.1 и IC1.2 собраны инвертирующие усилители с коэффициентом усиления равным 4. Далее Следуют повторители на транзисторах. ООС образуют R6 и R5. R11 и R12 ограничивают ток поступающий с ОУ на базы повторителей, от этого ОУ проще живется, и искажений чуть меньше. R7, R8, R9, R10 ограничивают ток транзисторов повторителя и защищают их от сквозных токов. Схема питается от двухполярного напряжения и имеет встроенные цепочки фильтрации на микросхемах-стабилизаторах 7812 и 7912. На выходе стоят конденсаторы предотвращающие попадание постоянного напряжения на выход.

В качестве IC1 можно использовать LM358 как самый доступный вариант, но для качественного звука советую поставить аналог подороже.

Печатная плата включает все элементы, кроме разъемов. Ее размеры составляют всего 50х50мм. Такой размер был выбран с целью в дальнейшем заказать платы у китайцев, уложившись в самый дешевый лот размером 5х5см. Вообще первоначально данный проект планировалось использовать как коммерческую разработку, но я все-же решил выложить его в открытый доступ.

Первая плата изготовлена методом плоттерной аппликации:

Пала небольшая, поэтому крепление осуществляется посредством штатной гайки переменного резистора. В сборе устройство выглядит так:

Список радиоэлементов

В. П. Матюшкин, г. Дрогобыч

Сравниваются особенности спектра нелинейных искажений в усилителях с различной частотой среза АЧХ. Показано, что устройства на операционных усилителях обогащают звуковой сигнал высшими гармониками, поэтому их применение в аудиокомплексах особо высокого качества нежелательно. Представлена конструкция малошумящего высоколинейного предварительного усилителя с большой частотой среза и блоками регулировок громкости и тембра.

При использовании пассивных регуляторов тембра (РТ) и достаточной чувствительности УМЗЧ назначением предварительного усилителя ЗЧ (ПУЗЧ) остается компенсация вносимого РТ ослабления усиливаемого сигнала и согласования входных и выходных сопротивлений различных звеньев тракта между собой. Эта функция принадлежит линейным малошумящим каскадам усиления с высоким (десятки-сотни кОм) входным и низким (не более 600 Ом) выходным сопротивлением. Такие значения необходимы, чтобы не вносились погрешности в характеристики регулирования РТ и регулятора громкости (РГ) и не оказывалось влияние на характеристики источников сигнала.

Известные автору конструкции ПУЗЧ не удовлетворяют возросшим к ним требованиям. Если ранее при воспроизведении граммофонной или магнитофонной записи было вполне достаточно, чтобы относительный уровень шума ПУЗЧ был около -80...-85 дБ, что не хуже, чем у источников сигнала, то при прослушивании компакт-дисков, когда "мертвая тишина" в паузах наполняется досадным шипением, такой шум уже становится назойливой помехой. Оставляют желать лучшего и другие параметры, особенно у ПУЗЧ, выполненных с использованием операционных усилителей (ОУ).

Низкая (десятки-сотни герц) собственная частота среза ОУ fc обусловливает не самую лучшую переходную характеристику, определяющую верность передачи фронта импульсных сигналов. Такая fc заставляет считаться с возможностью возникновения динамических искажений, а также приводит к уменьшению глубины ООС с ростом частоты, т.е. к росту нелинейных искажений (НИ). Ухудшение подавления искажений сигнала начинается в ОУ, охваченном ООС, с частоты его среза to и происходит приблизительно прямо пропорционально частоте. Например, если fc<500 Гц и при усилении сигнала с частотой fA=1 кГц получен уровень второй гармоники (на частоте 2 кГц) 0, 001%, то при усилении равного по амплитуде сигнала с частотой fB=8 кГц уровень второй гармоники (на частоте 16 кГц) будет примерно в fB/fA=8 раз больше, что дает уже не такие благополучные искажения (0, 008%). Однако это еще только полбеды.

Еще хуже то, что вместе с этим изменяется соотношение между гармониками одного и того же сигнала в пользу гармоник более высокого порядка. Это касается НИ, генерируемых теми каскадами ОУ (прежде всего, выходными, из-за значительности их вклада в общий уровень НИ), которые следуют за каскадом, формирующим излом АЧХ на частоте fc. Искажения этих каскадов и будем иметь в виду далее (в первых каскадах ОУ процессы имеют свои особенности).

На рис.1 показаны частотные зависимости отношения коэффициента НИ по гармонике n>2 Qn к коэффициенту НИ по второй гармонике Q2, приведенных к такому же отношению для ОУ без ООС Qn/Q2. Прямая 1 соответствует ОУ без ООС, прямая 2 - ОУ с замкнутой петлей ООС. Прямая 1 соответствует также усилителю, имеющему высокую частоту среза fc">>20 кГц, причем безразлично, включена ООС или нет. Как видно, УЗЧ на ОУ обогащает спектр НИ гармониками высших порядков. Наблюдаемую реально картину сглаживает лишь то, что исходные (без ООС) амплитуды гармоник сами обычно уменьшаются с ростом их номера n, поэтому регистрируемые при измерениях продукты искажений зависят не так сильно от частоты. Понятно, что картина, аналогичная рис.1, имеет место и для компонентов интермодуляционных искажений различных порядков.

Как известно, качество звучания зависит не только от амплитуд гармоник различного порядка, но и от соотношения между ними: желательно, чтобы с ростом номера гармоники ее амплитуда достаточно быстро убывала, в противном случае звучание становится жестким, приобретает неприятный металлический оттенок. Из рис.1 видно, что УЗЧ на ОУ действует в прямо противоположном направлении, причем практически во всем звуковом диапазоне, исключая лишь самые низкие частоты (и это касается, конечно, не только ПУЗЧ, но и усилителей мощности). И если регулятор тембра НЧ, поднимая АЧХ тракта на частотах, ниже 1 кГц, в какой-то степени восстанавливает соотношение между гармониками в диапазоне наклона участка своей АЧХ, то подъем высоких частот регулятором тембра ВЧ еще более усугубляет нарушение соотношения между ними на частотах более 1 кГц.

Таким образом, пресловутое "транзисторное звучание" начинает зарождаться еще в ПУЗЧ, выполненных на ОУ. Поэтому увлечение такими схемами, несмотря на все удобства и упрощения при использовании ОУ, идет в ущерб качеству звуковоспроизведения. И нет ничего удивительного в том, что они звучат хуже ламповых усилителей, имеющих, как правило, достаточно высокую fc (что возможно благодаря относительно неглубокой ООС) и к тому же благоприятный спектр генерируемых лампами гармоник (не выше пятого порядка).

Для получения благоприятного спектра НИ транзисторный усилитель до охвата ООС должен иметь частоту среза fc">20 кГц (рис.2, кривая 1). Это требование удачно согласуется и с условием отсутствия динамических искажений. Любопытной вместе с этим выглядит возможность дополнительного улучшения спектра гармоник и приближения его характера к ламповому путем специфической коррекции, заключающейся в подъеме исходной (без ООС) АЧХ с ростом частоты в звуковом диапазоне или хотя бы на некотором его участке (рис.2, ломаная 3). Кривая 2 соответствует случаю 2 рис.1. Благодаря уменьшению относительной доли ВЧ компонентов в НИ, это позволило бы получить спектр искажений на рис.1, кривая 3, что должно, по-видимому, делать звучание более мягким. Однако этот вопрос требует еще своего изучения.

Особенно заметными недостатки известных ПУЗЧ становятся при совместной работе с современными высококачественными УМЗЧ, например .

При разработке предлагаемого ПУЗЧ учтены перечисленные соображения, вместе с этим желательно достичь максимальной простоты схемы.

Параметры усилителя (рис.3):
Частота среза fc 300 кГц
Коэффициент интермодуляционных НИ при 11вых < 5 В и Rh > 1 кОм в диапазоне 0, 02-20 кГц < 0, 001 %
Номинальное Iвх 0, 25 В
Максимальное I вых 9В
Уровень шума (R^0) -103 дБ
Взвешенное значение -109 дБА
Выходное сопротивление < 0, 1Ом
Фазовый угол при f=0, 1 ...200 кГц < 0, 1°
Минимальное сопротивление нагрузки R 300 Ом

Усилитель выполнен по симметричной схеме на комплементарных парах транзисторов, такая структура значительно повышает его исходную линейность еще до охвата ООС. Все транзисторы, включая выходные, работают в режиме класса "А", причем коллекторный ток покоя VT7, VT8 около 10 мА и позволяет им сохранять этот режим при сопротивлениях нагрузки Rh не менее 300 Ом.

Несмотря на то, что VT5 и VT6 включены по схеме с общим эмиттером, их передаточные характеристики достаточно линеаризированы значительными сопротивлениями в эмиттерных цепях (R15, R16).

Уровень НИ оказался настолько мал, что решено было не применять предусматривавшиеся петли ЕПОС , которые значительно усложнили бы схему.

Входной каскад с целью получения низкого уровня шума выполнен на полевых транзисторах с р-п-переходом. Входное сопротивление усилителя, равное около 350 кОм, определяется только сопротивлениями резисторов R3, R6 (при этом следует не забыть о соответствующем изменении емкостей С1, С2, чтобы постоянные времени ФВЧ R3C1 и R6C2 оставались прежними). Делители напряжения R1R2 и R4R5R7 задают рабочие точки VT1 и VT2, резистор R4 служит для начальной установки нулевого напряжения на выходе усилителя и после настройки его можно заменить постоянным резистором нужного сопротивления, причем значение постоянной составляющей на выходе усилителя не столь критично и может находиться в пределах ±200 мВ.

Для получения большого коэффициента усиления входного каскада и малого шума применена динамическая нагрузка на полевых транзисторах VT3, VT4. Поскольку оба плеча входного каскада (VT1-VT3 и VT2-VT4) в конечном итоге работают на общую нагрузку, это дает выигрыш в уровне шума 3 дБ. В результате шум усилителя оказался примерно втрое (на 10 дБ) меньше, чем у усилителей, входной каскад которых выполнен на ОУ К157УД2.

Сигнал ООС с выхода подается в точку соединения R13R14. Коэффициент передачи цепи ООС определяется цепочками R10R13C3 и R11R1404 вместе с регулятором усиления R12, которым устанавливают коэффициент усиления устройства в пределах 2-5. При желании диапазон регулировки усиления можно расширить уменьшением R10 и R11.

Конденсаторы С5-С7 корректируют АЧХ усилителя с целью получения наилучшей переходной характеристики, но его работоспособность сохраняется и без них, однако фронт прямоугольного импульса в их отсутствие приобретает небольшой выброс, а на "полке" появляется рябь.

Резисторы R19, R20 предохраняют VT7, VT8 от перегрузки при коротком замыкании на выходе.

Режимы усилителя по постоянному току стабилизированы как местной (R13, R14, R8, R9, R15, R16), так и глубокой (около 66 дБ) общей ООС, благодаря чему температурные колебания и дрейф параметров элементов мало сказываются на его работе.

Полевые транзисторы следует подобрать в пары по начальному току стока. У транзисторов VT1, VT2 он должен быть около 0, 8-1, 8 мА, у VT3, VT4 - не менее 5-6 мА. VT1 можно взять с индексами Б, А, VT2 - с индексами И, Е, Ж, К, VT3, VT4 - с индексами Д, Г, Е, КТ3107 - с индексами Б или И, КТ3102 - соответственно А или Б, В, Д, VT5-VT8 можно не подбирать

Конденсаторы С5, С7 - типов КТ, КД, С1-С4 - К73-16, К73-17, К71-4, К76-5 и т.п. В качестве С3, С4 можно использовать электролитические конденсаторы, например, К50-16, К50-6 либо импортные.

Питание усилителя - от любого стабилизированного двуполярного источника напряжения ±15 В.

Налаживание собранного из исправных деталей усилителя несложно. Подбором R8 и R9 устанавливают указанные на схеме напряжения на стоках VT1 и VT2 (12± 0, 5 В), а подбором R17, R18 - напряжения на эмиттерах VT7, VT8 (0, 8-1, 2 В). Параллельно этому подстройкой R4 устанавливают близким к нулю выходное напряжение.

Если же нужные режимы транзисторов сразу установить не удается, следует вначале наладить отдельно входной каскад. Для этого выход усилителя соединяют с общим проводом (чтобы отключить общую ООС) и отключают базы VT5 и VT6 от стоков VT1 и VT2, закорачивая затем эти базы со своими эмиттерами. После этого добиваются во входном каскаде режимов, как указано выше. Если это удается, то восстанавливают соединения схемы и окончательно подбирают R17, R18 и R4.

Схема регулятора громкости и тембра с использованием показанного на рис.3 усилителя представлена на рис.4, где А1, А2 - два таких усилителя; ФРТ - физиологический регулятор тембра ; ТКРГ -тонкомпенсированный регулятор громкости, выход которого подключается к УМЗЧ. Инфразвуковые частоты срезаются в каждом из усилителей А1 и А2 как на входе (ФВЧ R1-R3C1 и R4-R5-R6-C2, рис.3), так и в цепи ООС (R10-R13-C3 и R11-R14-C4), что дает в итоге ФВЧ 4-го порядка (а вместе с входным ФВЧ УМЗЧ - 5-го порядка), этого достаточно для эффективного подавления низкочастотных помех с частотой меньше 20 Гц, таких, например, как от коробленных грампластинок.

В обходе ФРТ нет острой необходимости, так как его органами регулировки легко получить строго горизонтальную АЧХ. Однако эту функцию несложно осуществить, как показано на рис.4, с помощью переключателя S1 и делителя R1R2.

В качестве R12 (рис.3) использован сдвоенный переменный резистор, "половинки" которого включают в разные каналы стереотракта. В каскадах А1 они включены "синфазно" (сопротивление реостата R12 в обоих каналах изменяется в одну сторону при перемещении движка регулятора) и выполняют роль дополнительного регулятора уровня, повышая тем самым перегрузочную способность ПУЗЧ до 26 дБ и обеспечивая согласование АЧХ ТКРГ с уровнем сигнала. В каскадах А2 они включены "противофазно" (сопротивление R12 в одном канале увеличивается, в другом уменьшается) и играют роль регулятора стереобаланса.

На рис.5 изображена принципиальная схема ТКРГ, выполненного на сдвоенном переменном резисторе с двумя отводами типа СП3-30В. Часто в схемах ТКРГ применяется подключение цепей частотной коррекции к движку потенциометра. Движущиеся контакты движка не могут быть идеальными, и при регулировании громкости их сопротивления изменяются от почти нулевого до весьма заметного, особенно после продолжительной эксплуатации. В простом (не тонкомпенсированном) регуляторе это почти не ощущается, особенно если последующий каскад имеет достаточно большое входное сопротивление, и может проявляться незначительными шорохами при регулировании.

В ТКРГ с подключением цепей коррекции к движку дела обстоят значительно хуже, АЧХ при ухудшениях контакта может искажаться очень сильно и становиться полностью неприемлемой, временами оглушая слушателя резким звуком неестественной окраски. Искажениями АЧХ страдают и ТКРГ, цепи коррекции которых подключают как к отводам, так и к движку. В таких ТКРГ даже при идеальном постоянном контакте движка хорошо заметны на слух раздражающие изменения АЧХ при проходе движка мимо отвода.

Предлагаемый ТКРГ лишен этих недостатков, так как в нем к движку потенциометра цепи частотной коррекции не подключаются. Его АЧХ представлены на рис.6. Они являются хорошим приближением к требуемым, благодаря детальной проработке частотно-зависимых звеньев.

В схеме ТКРГ (и в ФРТ) нельзя использовать электролитические конденсаторы, так как постоянная составляющая напряжения на их обкладках при работе данных схем равна нулю. Следует использовать те же типы неэлектролитических конденсаторов, какие указаны в схеме усилителя. Описанный предварительный усилитель и блок регулировки громкости и тембра при работе вместе с УМЗЧ , укомплектованым хорошими акустическими системами, обеспечивают превосходное звучание.

Литература

1. Матюшкин В.П. Сверхлинейный УМЗЧ класса Hgh-End на транзисторах//Радюаматор.-1998.-№8.-С.10-11; №9.-С. 10-11.

2. Матюшкин В.П. Параллельные петли обратной связи и их применение в УЗЧ//Рад1оаматор.-2000.-№12.-2001; №1-3.®

На любые приемные устройства аппаратуры связи воздействуют шумы, которые можно разделить на две большие группы:

• внешние
• внутренние.

У систем связи с космическими объектами основная доля суммарных шумов приходится на внутренние шумы приемника. При создании таких систем учитывают два важных фактора:

• Возможности повышения мощности передатчиков и параметров антенн ограниченны (определяются энергетикой ретрансляторов: вес, мобильность).
• Уровень принимаемых сигналов сопоставим с уровнем внутренних шумов приемных устройств.

Поэтому, для увеличения дальности и качества связи в технике связи, работающей в области СВЧ, применяют малошумящие усилители (МШУ), т.е. устройства с малым уровнем собственных шумов.

В качестве МШУ используются:

• Параметрические усилители (ПУ);
• Усилители на туннельном диоде (УТД);
• Транзисторные усилители;
• Молекулярные усилители (квантовые парамагнитные усилители - КПУ).

В военной технике связи широкое распространение получили ПУ, УТД, Транзисторные МШУ.

Как и все усилители МШУ характеризуются рядом параметров:

• Коэффициент шума (Кш);
• Ширина полосы рабочих частот (D F);
• Средняя рабочая частота (Fраб);
• Коэффициент усиления (Ку).

Особое значение в характеристике МШУ имеет Кш. Кш (шум-фактор) определяет уровень шума, генерируемого в усилителе и показывает, во сколько раз он ухудшает соотношение сигнал/шум по мощности, по сравнению с идеальным МШУ

Малошумящий усилитель (LNA) - электронный усилитель, используемый, чтобы усилить возможно очень слабые сигналы (например, захваченный антенной). Это обычно располагается очень близко к устройству обнаружения, чтобы уменьшить потери в feedline. Эта активная договоренность антенны часто используется в микроволновых системах как GPS, потому что коаксиальный кабель feedline очень с потерями в микроволновых частотах, например, потеря 10%, прибывающих из немногих метров кабеля, вызвала бы 10%-е ухудшение отношения сигнал-шум (SNR). LNA - ключевой компонент, который помещен во фронтенд схемы радиоприемника. За формулу Фрииса полное шумовое число (NF) фронтенда управляющего во власти первых нескольких стадий (или даже только первая стадия). Используя LNA, эффект шума от последующих стадий получить цепи уменьшен выгодой LNA, в то время как шум самого LNA введен непосредственно в полученный сигнал. Таким образом необходимо для LNA повысить желаемую власть сигнала, добавляя как можно меньше шум и искажение, так, чтобы поиск этого сигнала был возможен на более поздних стадиях в системе. У хорошего LNA есть низкий NF (например)., достаточно большая выгода (например). и должен иметь достаточно большой пункт межмодуляции и сжатия (IP3 и P1dB). Дальнейшие критерии управляют полосой пропускания, прямотой выгоды, стабильностью и напряжением постоянным отношением волны (VSWR) входа и выхода. Для низкого шума у усилителя должно быть высокое увеличение в его первой стадии. Поэтому JFETs и HEMTs часто используются. Их ведут в режиме тока высокого напряжения, который не является энергосберегающим, но уменьшает относительную сумму шума выстрела. Схемы соответствия входа и выхода для узкополосных схем увеличивают выгоду (см. продукт Полосы пропускания выгоды).
Дизайн LNA Низкие шумовые усилители - стандартные блоки любой системы связи. Четыре самых важных параметра в дизайне LNA: выгода, шумовое число, и нелинейность и соответствие импеданса. Дизайн для LNA базируется, главным образом, на S-параметрах транзистора. Шаги, требуемые в проектировании LNA, следующие Есть два широко используемых типа устройств S-параметр и нормальное устройство. S-параметр - встроенное устройство, которое не требует никакого типа внешнего смещения, потому что это фиксировало S-параметры. Нормальные устройства походят на другие транзисторы, к которым может быть применен внешний уклон. В проектировании LNA дизайн S-параметра наиболее используется.
Преобразователь Одна из решающих стадий в проектировании Низкого Шумового Усилителя является надлежащим выбором преобразователя. У отобранного преобразователя должны быть максимальная выгода и минимальное шумовое число (NF). Проверка стабильности Проектируя любой усилитель, важно проверить стабильность устройства, выбранного, или усилитель может функционировать как генератор. Для определения стабильности вычислите фактор Стабильности Роллета, (представленный как переменная K) использование S-параметров в данной частоте. Для транзистора, чтобы быть стабильными, параметры должны удовлетворить K> 1 и | ∆ | ЗаявленияLNAs используются в различных заявлениях как Радио ИЗМА, Клеточные Телефонные трубки / Телефонные трубки PC, Приемники GPS, Беспроводные телефоны, Беспроводная LAN, Беспроводные Данные, Автомобильный RKE и спутниковая связь.

Спутник В системе спутниковой связи антенна получения наземной станции соединится с LNA. LNA необходим, потому что полученный сигнал слаб. Полученный сигнал обычно немного выше фонового шума. Спутники ограничили власть, таким образом, они используют низкие передатчики власти. Спутники также отдаленны и несут потерю пути; низкие спутники земной орбиты могли бы находиться далеко; геосинхронный спутник находится далеко. Большая измельченная антенна дала бы более сильный сигнал, но создание большей антенны может быть более дорогим, чем добавление LNA. LNA повышает сигнал антенны дать компенсацию за feedline потери, идущие с (наружной) антенны на (внутренний) приемник. Во многих спутниковых системах приема LNA включает блок частоты downconverter, который перемещает спутниковую частоту передачи информации из космоса (например,), у которого были бы большие feedline потери для более низкой частоты (например,) с ниже feedline потери. LNA с downconverter называют малошумящим блоком downconverter (LNB). Спутниковая связь обычно делается в частотном диапазоне (например, метеорологические спутники Новичков) к десяткам GHz (например, спутниковое телевидение).
Работа напряжением поставки Обычно LNA требуют менее операционного напряжения в диапазоне.
Работа током поставки LNA требуют тока поставки в диапазоне мамы, ток поставки требует для LNA, зависит от его дизайна и применения, для которого это должно использоваться.
Операционная частота Частотный диапазон операции LNA очень широк. Они могут работать от.
Диапазон рабочей температуры LNA, как другие устройства полупроводника, определен для операции в определенном диапазоне температуры. Диапазон температуры, где LNA работает лучше всего, обычно.
Шумовое число - также один из важных факторов, который определяет эффективность особого LNA. Следовательно, мы можем решить, какой LNA подходит для особого применения. Низкое шумовое число приводит к лучшему приему сигнала.
Высокая выгода С низким шумовым числом у LNA должна быть высокая выгода для обработки сигнала в почтовую схему. Согласно требованию высоко извлекают пользу, LNA разработаны для применения изготовителя. Если у LNA не будет высокой выгоды тогда, то сигнал будет затронут в шумом в самой схеме LNA и возможно уменьшен, таким образом, высокая выгода LNA будет важным параметром LNA. Как выгода NF LNA также меняется в зависимости от операционной частоты.

Moshe Gerstenhaber, Rayal Johnson и Scott Hunt, Analog Devices

Analog Dialogue

Введение

Создание измерительной системы с чувствительностью в единицы нановольт является очень сложной инженерной задачей. Лучшие из доступных операционных усилителей (ОУ), такие как ультра малошумящий , на частоте 1 кГц позволяют получить напряжение шумов менее 1 нВ/√Гц, однако в полосе частот от 0.1 Гц до 10 Гц природа низкочастотных шумов ограничивает наилучшие достижимые значения уровнем 50 нВ пик-пик. Передискретизация и усреднение выборок могут уменьшить среднеквадратичный вклад от шумов с равномерным спектром за счет более высокой скорости передачи данных и дополнительного потребления мощности, но передискретизация не уменьшит спектральную плотность шума и не окажет никакого влияния на фликкер-шум (1/f). Кроме того, большой коэффициент усиления входной цепи предварительной обработки сигнала, необходимый для исключения шумового вклада последующих каскадов, уменьшает полосу пропускания системы. При отсутствии изоляции любые помехи на шине земли проявятся на выходе, где они могут подавить как слабые внутренние шумы усилителя, так и его входной сигнал. Хороший малошумящий инструментальный усилитель упрощает разработку и конструирование таких систем и уменьшает остаточные ошибки, обусловленные синфазным напряжением, флуктуациями питания и температурным дрейфом.

Малошумящий инструментальный усилитель обеспечивает прецизионное усиление с коэффициентом 2000 и имеет все, что необходимо для решения перечисленных проблем. При температурном дрейфе усиления не более 5 ppm/°C, максимальном дрейфе напряжении смещения 0.3 мкВ/°C, минимальном коэффициенте подавления синфазного напряжения 140 дБ на частоте 60 Гц (не более 120 дБ на частоте 50 кГц), коэффициенте подавления пульсаций питания 130 дБ и полосе пропускания 3.5 МГц AD8428 идеально подходит для измерительных систем нижнего уровня. Но самое важное, что равное всего 1.3 нВ/√Гц значение спектральной плотности напряжения собственных шумов усилителя на частоте 1 кГц и лучшие в отрасли шумы 40 нВ пик-пик в полосе частот от 0.1 … 10 Гц, позволяют получить большое отношение сигнал/шум для очень слабых сигналов. Два дополнительных вывода (+FIL, -FIL) дают разработчикам возможность, изменив коэффициент усиления или добавив фильтр, сузить шумовую полосу частот. Кроме того, эти выводы фильтров являются уникальным средством улучшения отношения сигнал/шум.

Использование инструментального усилителя AD8428 для снижения шумов

На Рисунке 1 приведена схемная конфигурация, позволяющая еще больше снизить уровень шумов. Параллельное соединение входов усилителей и выводов фильтров четырех микросхем AD8428 уменьшает шумы в два раза.

Выходной импеданс схемы будет низким независимо от того, с какого инструментального усилителя взят сигнал. Эту схему можно расширить, чтобы уменьшить шум в корень квадратный раз из числа усилителей.

Как схема снижает шумы

Типичное значение 1.3 нВ/√Гц приведенного к входу напряжения шумов, генерируемого каждым усилителем AD8428, не коррелированно с шумами, производимыми остальными усилителями. Шумы некоррелированных источников складываются на выводах фильтров как корень из суммы квадратов. В то же время входной сигнал имеет положительную корреляцию. Напряжения, возникающие на выводах фильтров каждой микросхемы вследствие прохождения входного сигнала, одинаковы, поэтому параллельное соединение нескольких AD8428 не меняет напряжения в этих точках, и коэффициент усиления остается равным 2000.

Анализ шумов

Следующий анализ упрощенной схемы на Рисунке 2 показывает, что соединенные таким образом два усилителя AD8428 уменьшают шум в √2 раз. Шум каждого усилителя может быть смоделирован напряжением на его входе +IN. Для определения общего шума следует заземлить входы и использовать метод суперпозиции для объединения источников шумов.

Шум источника e n1 приходит на выход предусилителя микросхемы A1 дифференциально усиленным в 200 раз. Для этой части анализа выходы предусилителя микросхемы A2 считаем не содержащими шумов, а его входы заземленными. Резистивный делитель 6 кОм/6 кОм между каждым выходом предусилителя микросхемы A1 и соответствующим выходом предусилителя микросхемы A2 может быть заменен его эквивалентом Тевенина: половиной шумового напряжения предусилителя A1 с последовательным сопротивлением 3 кОм. Это деление и является тем механизмом, который уменьшает шумы. Полный анализ методом узловых потенциалов показывает, что шум e n1 усиливается на выходе до уровня 1000 × e n1 . Исходя из симметрии схемы, естественно заключить, что вклад от e n2 будет равен 1000 × e n2 . Одинаковые и равные en уровни e n1 и e n2 добавляются как корень из суммы квадратов, в результате чего общий выходной шум равен 1414 × e n .

Для того чтобы привести его обратно к входу, необходимо определить величину коэффициента усиления. Предположим, что между выводами +ВХОД и -ВХОД приложен дифференциальный сигнал V IN . Дифференциальное напряжение на выходе первого каскада A1 будет равно V IN × 200. Такие же напряжения возникают и на выходах предварительного усилителя микросхемы A2, поэтому делитель 6 кОм/6 кОм никак не влияет на сигнал, и анализ методом узловых потенциалов показывает, что выходное напряжение равно V IN × 2000. Таким образом, общее напряжение приведенного к входу шума равно e n × 1414/2000, или, что тоже, e n /√2. Подставив сюда типовое для AD8428 значение плотности шума 1.3 нВ/√Гц, получим, что конфигурация из двух усилителей дает плотность шума порядка 0.92 нВ/√Гц.

При добавлении усилителей меняется импеданс вывода фильтра, что также уменьшает уровень шума. Например, при использовании четырех AD8428 в конфигурации, показанной на Рисунке 1, между выведенным на контакт фильтра резистором 6 кОм и каждым из нешумящих выходов предусилителей оказываются подключенными три резистора по 6 кОм. Это фактически образует резистивный делитель 6 кОм/2 кОм, ослабляющий напряжение шума в четыре раза. Тогда общий шум четырех усилителей, как и предсказывалось, становится равным e n /2.

Компромисс между шумами и мощностью

С точки зрения критерия шум/мощность AD8428 отличается очень высокой эффективностью. При плотности входного шума 1.3 нВ/√Гц его ток потребления не превышает 6.8 мА. Для сравнения: малошумящему операционному усилителю AD797 для достижения уровня 0.9 нВ/√Гц потребуется максимальный ток 10.5 мА. Построенному на двух ОУ AD797 и одном маломощном дифференциальном усилителе дискретному инструментальному усилителю с коэффициентом усиления 2000 для получения приведенного к входу напряжения шумов 1.45 нВ/√Гц может потребоваться более 21 мА, которые будут потребляться в основном двумя ОУ и резистором 30.15 Ом.Помимо суммарного тока, потребляемого группой параллельно включенных усилителей, разработчик должен также учитывать их тепловые режимы. Мощность, рассеиваемая внутри одного корпуса AD8428 при питании напряжениями ±5 В, повышает его температуру примерно на 8 °C. Если несколько устройств расположены на плате компактной группой или находятся в замкнутом пространстве корпуса, они могут нагревать друг друга, что потребует при расчете схемы принимать во внимание и тепловые аспекты.

SPICE моделирование

SPICE моделирование, хотя и не должно заменять макетирование, может быть полезным в качестве первого шага для проверки идеи как таковой. Для проверки и имитации работы схемы, состоящей из двух включенных параллельно устройств, использовался симулятор ADIsimPE со SPICE макромоделью AD8428. Показанные на Рисунке 3 результаты демонстрируют ожидаемое поведение схемы: коэффициент усиления 2000 и сниженный на 30% шум.

Результаты измерений

Полная схема с четырьмя микросхемами AD8428 была проверена в лабораторных условиях. Измеренный приведенный к входу шум имел спектральную плотность 0.7 нВ/√Гц на частоте 1 кГц и уровень 25 нВ пик-пик в диапазоне от 0.1 Гц до 10 Гц. Это меньше шумов многих нановольтметров. Результаты измерений спектральной плотности и пикового напряжения шума представлены на Рисунках 4 и 5, соответственно.

Заключение

Создание устройств с чувствительностью нановольтового уровня является очень сложной задачей, создающей множество проблем при проектировании. Инструментальный усилитель AD8428 обладает всеми характеристиками, необходимыми для реализации высококачественных систем, требующих низких шумов и большого усиления. Более того, его уникальная структура позволяет разработчикам добавить эту необычную схему в свой арсенал нановольтовых технических решений.

Ссылки

1. MT-047 Tutorial. Op Amp Noise.
2. MT-048 Tutorial. Op Amp Noise Relationships: 1/f Noise, RMS Noise, and Equivalent Noise Bandwidth.
3. MT-049 Tutorial. Op Amp Total Output Noise Calculations for Single-Pole System.
4. MT-050 Tutorial. Op Amp Total Output Noise Calculations for Second-Order System.
5. MT-065 Tutorial. In-Amp Noise.

Всем привет.

При сборке малошумящих микрофонных усилков высокого качества радиолюбители чаще всего применяют схемные решения на основе дискретных биполярных либо полевых транзисторах, или же малошумящих операционных усилителях. Качественные усилки для микрофонов на транзисторах чаще всего довольно сложные и не дают гарантии на стабильную повторяемость параметров, а чтобы собрать усилитель на малошумящих ОУ может не быть под рукой нужных микросхем либо их цены окажутся больше приемлемых.

Усилитель высокого качества для стереомикрофона возможно изготовить не только на специальных малошумящих транзисторах (рис. 1,2), интегральных операционных усилителях (ОУ) либо специализированных ИМС, но и на том, что у радиолюбителей чаще всего лежит в избытке, но мало кто додумывается о потенциале некоторых «нераспространённых» микросхем. Имеются ввиду интегральные микросхемы - специализированные малошумящие усилители воспроизведения для кассетных, а также катушечных магнитофонов аналоговой записи звука. Бытовая магнитная запись звука быстро уходит в прошлое, уже отработали своё время множество импортных магнитол и автомагнитол, и при разборке их на запчасти микросхемы интегральных усилителей воспроизведения чаще всего остаются ненужными.

На основе одной из таких микросхем LA3161

вы можете изготовить простой стереоусилитель для микрофона с однополярным питанием, который не требует настройки, всего за два часа. Принципиальная схема этого усилка представлена ниже.

Данное устройство представляет собой малошумящий стереофонический усилок, который имеет коэффициент передачи по напряжению примерно 100. Номинальное напряжение для питания этого усилителя 9 Вольт, ток в покое приблизительно 6 мА, номинальное напряжение на входе 5 мВ, а номинальное напряжение на выходе 500 мВ при коэффициенте гармонических искажений 0,05%. Сопротивление на выходе примерно 100 кОм. Микросхема может работать при питании 2,5 - 16 Вольт. Но при питании меньше 7 Вольт её главные характеристики ухудшаются.

Микросхема питается от источника стабильного напряжения проходя через LC - фильтр C1L1C2C3. В частном случае в роли источника питания можно применить гальваническую батарею «Крона» либо её аналог.

Коэффициент передачи усилка зависит от соотношения сопротивления резисторов R5/R3 и R6/R4. Если есть необходимость в большом усилении по напряжению сопротивление резисторов R3 и R4 можете понизить в 10 - 20 раз. В роли микрофонов ВМ1 и ВМ2 можете использовать как динамические, так и конденсаторные микрофоны. Если отсутствует в конденсаторном либо электретном микрофоне истоковый повторитель, его можете ввести в усилитель, к примеру, поставив в каждом канале по микросхеме К513УЕ1. Конденсаторы С4 и С5 не дают проникать на вход различным радиопомехам. Резисторы R9 и R10 устраняют возможное появление «щелчка», когда происходит подключение микрофонного усилителя к аппаратуре звуковоспроизведения, а также нужны для правильной поляризации обкладок оксидных конденсаторов С10 и С11. Функциональная схема микросхемы LA3161 представлена на рисунке ниже. Если использовать только один из двух усилителей микросхемы соответствующий неинвертирующий вход (вывод 1 либо 8) нужно соединять с общим проводом.

Усилок можете собрать на плате размерами 70?27 мм (смотрите фото). В левой части платы нужно оставить свободное место, чтобы можно было установить дополнительные элементы, которые возможно потребуются, для того чтобы согласовать некоторые динамические микрофоны с входом усилителя.

Резисторы можете применить типа МЛТ, С2-23 либо их аналоги. При этом лучше учесть, то что чем выше мощность резисторов одного и того же типа, тем ниже будет их уровень собственных шумов. Если коэффициент усиления больше 500 резисторы R1 - R6 лучше поставить с мощностью 0,5 - 1 Ватт. Неполярные конденсаторы - импортные малогабаритные плёночные либо керамические. Оксидные конденсаторы С6, С7 должны иметь наименьший ток утечки. В случае если среди обыкновенных алюминиевых не удаётся найти высококачественные конденсаторы, то можете применить керамические либо плёночные конденсаторы с ёмкостью 4,7 мкФ. Дроссель L1 может быть любой малогабаритный маломощный с индуктивностью больше 100 мкГн. Если напряжение питания 12 Вольт и больше, то последовательно с ним лучше будет подключить резистор сопротивлением 1 кОм. Микросхему LA3161 можете поменять на LA3160.

Эти две микросхемы выпускает фирма Sanyo в корпусе SIP-8, у них одинаковые цоколевки выводов и похожие параметры.Микросхемы малошумящих усилков воспроизведения магнитной звукозаписи с отключенными цепями коррекции можете применять не только в роли микрофонных усилителей, но и также в узлах предварительных нормирующих усилителей, пассивных регуляторов тембра, громкости или в качестве усилителей сигналов с пьезодатчиков и пиродетекторов.

Всего вам доброго.